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基本控制原理
为了实现变换器较小的电压增益，同时又有较 高的效率，文中在变频控制的基础上加入移相控制， 在这种控制策略下，变换器通过调节一次侧开关管 的开关频率和移相角来调节输出电压，二次侧开关 管的体二极管作为整流网络，此时变换器工作于“fs ＞ fr”的情况。
fs ＞ fr 时的变频 + 移相控制工作波形如图所示，其前半个周期的工作状态可分为以下六个模态:
［t0 之前］: Q1 和 Q2 处于导通状态，Q3和 Q4 处 于关断状态，Lm1 与 Lr、Cr 谐振，此时谐振电流 iLr与励磁电流 iLm1 相等，且方向为负，电流经过 Q1 和 Q2 形成环流，Q5 ～ Q8 都处于关断状态，由滤波电容 C2 维持二次侧电压 V2。Lm2 两端电压为 0，故 iLm2 可近 似认为不再变化。
［t0 ～ t1］: t0 时刻 Q1 处于导通状态，Q2 ～ Q4 都 处于关断状态，此时 iLm2 与 ir 共同构成的桥臂中点 电流 iAB为一次侧开关管 Q4 的寄生电容 Cq 4 放电， 使其两端电压下降为 0，同时 iAB为 Q2 的寄生电容 Cq 2 充电，使其两端电压上升为 V1。
［t1 ～ t2］: t1 时刻 Q4 零电压开通，Lr 与 Cr 谐振， Lm1 被二次侧电压 nV2 钳位，iLm1 线性上升。Lm2 被 VAB钳位，其电流 iLm2 线性上升。二次侧桥臂中点电 流 iCD经 Q5 和 Q8 的体二极管 Dq5和 Dq8为滤波电容 C2 和二次侧负载提供电流。
［t2 ～ t3］: t2 时刻 Q1 关断，Q4 仍处于导通状态， iAB为 Q3的寄生电容 Cq3放电，使其两端电压下降为 0，同时 iAB为 Q1 的寄生电容 Cq 1 充电，使其两端电 压上升为 V1。谐振电流 iLr在这一阶段不断减小，但 iLr仍大于励磁电流 iLm1，故仍有电流传递到二次侧。 Lm1 被二次侧电压 nV2 钳位，iLm1 线性上升，Lm2 两端 电压为 0，iLm2可近似认为不再变化。
［t3 ～ t4］: t3时刻 Q3零电压开通，此时 VAB为 0， 与上一模态相似，谐振电流 iLr继续减小，iLm1 线性上 升，iLm2可近似认为不再变化。
［t4 ～ t5］: t4 时刻，Q3和 Q4 处于导通状态，Q1 和 Q2 处于关断状态，Lm1 与 Lr、Cr 谐振，此时谐振电流 iLr与励磁电流 iLm1 相等，故 Q5 ～ Q8 都处于关断状 态，由滤波电容 C2 维持二次侧电压 V2。Lm2 因两端 电压为 0，iLm2可近似认为不再变化。
t5 之后 Q4 关断，变换器进入后半段工作周期， 其工作状况与之前情况相似，不再赘述。 若变换器有较大的移相角，会使图 4 中 t4 ～ t6 阶段和 t7 ～ t8 阶段在一个周期中所占的比例加大， 使得变换器的损耗增加，效率降低。
仿真模型
仿真波形
设置输入电压在0.02s时由300V升为400V
参考文献
双向全桥LLC谐振变换器的宽增益混合控制研究_张鸿远
全桥LLC谐振变换器的混合式控制策略_李菊